为了保证电力电子开关器件工作在其安全工作区,开关器件均有其最小要求的开通和关断时间。基于H桥单元拓扑结构的NPC三电平逆变器中的窄脉冲会导致逆变器的输出电压和电流发生严重畸变,因此必须对这种窄脉冲进行抑制和补偿。现有的解决方法在系统低调制比时会改输出电压的基波幅值,存在窄脉冲抑制不彻底和增加低次谐波的输出含量的缺点。基于此,本文提出了一种适用于H桥单元拓扑结构的NPC三电平逆变器的窄脉冲补偿方法,对该方法进行了详细的理论分析,阐明了该方法在载波层叠SPWM调制和载波移相SPWM调制中的内在联系。在逆变器的低调制比时,该方法不会改变逆变器输出电压的基波幅值,也不会增加输出的低次谐波含量。仿真和系统试验结果证明了该方法的正确性和有效性。 此时对应的调制波频率为5Hz，即此时调制波的周期为200ms，系统开关周期为1ms，死区时间设定为10μs，所需最小脉宽时间设定为15μs。采用传统的固定值限定法进行仿真的算法如下：当调制波数据53000>uL≥50000或53000>uR≥50000时，uL=53000或uR=53000；当调制波数据50000>uL≥47000或50000>uR≥47000时，uL=47000或uR=47000；其他情况下，uL=uL，uR=uR。采用本文所提窄脉冲抑制方法时，根据式（3）可得此时施加的偏置量e(bias)对应的数字量为6000。图4仿真时输出电压的基波电压峰值曲线图图5仿真时输出电压的THD值曲线图当调制波频率为5Hz时，调制比在0.1～0.9之间变化时窄脉冲补偿方法-数控滚圆机滚弧机折弯机张家港电动滚圆机滚弧机折弯机，仿真得到输出电压的基波电压峰值和总的THD值分别如图4和图5所示。从图中可以看出，在低调制比0.1～0.2区域内，采用传统固定值限定法的输出电压基波峰值最大，但此时输出电压的THD值也最大，这主要是由于在调制波幅值较小的时候，由于固定值的限定强行将调制波的幅值限定在在53000或是47000，虽然得到的输出电压峰值比不进行窄脉冲抑制时的输出电压高本文由公司网站网站采  转摘采集转载中国知网整理!  http://www.kuoguanji168.com/，但输出电压会发生了畸变，因此采用此方法时输出电压的THD值最大。而采用本文所提抑制方法时，所得到的输出电压的基波电压峰值与不进行窄脉冲抑制时的输出电压的基波电压峰值很接近，两者之间只有约2V左右的差距，且此时两者的THD值差值也只有1.2%左右，基本符合本文的理论分析结果。t1t2t(10s/格)转子磁链输出转矩电机转速电流零序分量图6固定值限定法输出波形图图7所提窄脉冲补偿方法输出波形图2.2系统试验验证将本文所提出的窄脉冲补偿方法应用实际的推进变频器中，变频器输出控制感应推进电机。该变频器控制系统的输出频率为20Hz，开关频率为500Hz，电机的额定输出转速为200r/min，控制系统采用V/f=C的闭环SPWM控制方式。为了验证本文所提出的窄脉冲补偿方法的正确性和有效性，图6和图7分别给出了采用固定值限定法和所提出的补偿法时变频器的输出波形图。由于本文所提的补偿方法主要关注在低调制比区域的效果，因此图6和图7给出的是电机转速在100转以下时的输出曲线图，此时对应的频率范围为0～10Hz，调制比对应的范围大约在0～0.42之间。图6为采用固定值限定法时的输出波形。图中t1时间段为电机的充磁过程，转速为0，t2时间段为电机转速从0上升至100r/min左右的过程。从图6可以看出，由于采用固定值限定法，在电机的充磁阶段和低速阶段内，转子磁链存在有比较大的振荡，且输出转矩脉动较大。图7为采用本章所提窄脉冲补偿方法时的输出波形。图中t1时间段为电机的充磁过程，转速为0，t2时间段为电机转速从0上升至100r/窄脉冲补偿方法-数控滚圆机滚弧机折弯机张家港电动滚圆机滚弧机折弯机本文由公司网站网站采  转摘采集转载中国知网整理!  http://www.kuoguanji168.com/